高頻軟開關充電器的研制
| 0 引言 隨著電力電子技術的不斷發(fā)展,高頻電源 target=_blank>開關電源的應用越來越廣泛。 提高功率器件的開關頻率,可改善裝置的輸入輸出特性,減小體積和重量，所以高頻功率變換器受到人們的青睞。但開關頻率的提高也帶來了不利的影響，通常器件在脈寬調制（PWM）硬開關工作方式下，開關損耗正比于開關頻率[1]。當開關頻率提高時,開關損耗增加,導致散熱器體積和重量增大,效率降低。尤其當功率器件在高電壓、大電流場合下作高頻運行時,開關損耗會變得相當嚴重，同時也帶來嚴重的電磁干擾。為了解決高頻運行時開關損耗和電磁干擾的問題，目前有準諧振電路、零開關脈寬調制（PWM）電路、零轉換脈寬調制（PWM）電路等幾種軟開關電路[2]。準諧振電路和零開關脈寬調制（PWM）電路的諧振環(huán)節(jié)是串聯(lián)在主電路中，使得功率器件的電壓、電流應力較大。零轉換脈寬調制（PWM）電路的諧振環(huán)節(jié)與主開關管并聯(lián)，因此輸入電壓和輸出電流對電路諧振過程的影響小，電路在很寬的輸入電壓和輸出電流范圍內都可實現(xiàn)軟開關，大大降低了電路中無功功率的交換，提高了效率。本文介紹了一種雙管正激式零電壓轉換－脈寬調制（ZVT－PWM）功率變換器，并將其應用于航空蓄電池充電器。 1 電路的工作原理 1.1 電路的拓撲結構 雙管正激ZVT－PWM功率變換器拓撲結構如圖1所示。  圖1 雙管正激ZVT－PWM功率變換器拓撲 圖1中，S1(DS1)、S2(DS2)、D1、D2、變壓器T及變壓器副邊的整流和濾波電路構成雙管正激變換器，變壓器原副邊匝比為n=N1/N2。輔助開關管Sa(Da1)、輔助二極管Da2、Da3和Da4、諧振電感Lr和諧振電容Cr構成輔助電路，以實現(xiàn)主開關管的軟開關。 1.2 電路的工作原理[3] 電路主要波形如圖2所示。在t0時刻之前，主開關管S1、S2和輔助開關管Sa均處于關斷狀態(tài)，諧振電感電流為零，諧振電容電壓為－Vin，負載電流Io流過續(xù)流二極管DR2。  圖2 電路主要波形 ?。?）模態(tài)1[t0，t1]在t0時刻開通輔助開關管Sa，Lr和Cr開始諧振工作，在ta時刻，諧振電感電流達到******值，諧振電容電壓下降為零。在t1時刻諧振電感電流為零，諧振電容電壓為Vin，主開關管S1、S2兩端電壓下降到零。 ?。?）模態(tài)2[t1，t2]在t1時刻零電壓開通S1、S2，加在變壓器原邊繞組上的電壓為電源電壓Vin，整流管DR1導通，DR2關斷，原邊開始為負載供電，在t2時刻關斷S1、S2。 （3）模態(tài)3[t2，t3]在t2時刻關斷S1、S2后，整流管DR2繼續(xù)導通，負載電流和勵磁電流通過Da3和Da4同時給諧振電容Cr充電，由于Cr限制了S1、S2上的電壓上升率，S1、S2是零電壓關斷。在t3時刻，Cr的電壓下降到零。 （4）模態(tài)4[t3，t4]勵磁電感與諧振電容Cr諧振工作，整流管DR1關斷，負載電流流過續(xù)流二極管DR2，在t4時刻，諧振電容電壓下降到－Vin。 ?。?）模態(tài)5[t4，t5]當諧振電容電壓下降到－Vin后，二極管D1、D2導通，將諧振電容電壓箝在－Vin，在t5時刻，勵磁電流減小到零，變壓器完成磁復位。 ?。?）模態(tài)6[t5，t6]負載電流流過續(xù)流二極管DR2，在t6時刻，Sa開通，開始另一個周期。 2 軟開關的實現(xiàn) 2.1 軟開關范圍 充電器在工作時，輸入電壓是一定的，但是負載電流不是一個定值，在輕載時，副邊折算到原邊的電流太小，那么變壓器原邊所積聚的能量就不足以使得功率開關管S1、S2工作在軟開關條件下。航空182酸性蓄電池常規(guī)兩階段充電第一階段充電電流為18A，轉換以后第二階段充電電流為9A。電源電流輸出范圍是4～20A，那么設計充電電源在10A時，功率開關管S1、S2開始工作在軟開關。 2.2 軟開關實現(xiàn)策略 通過變壓器鐵芯加氣隙，減小激磁電感，增大激磁電流，可以實現(xiàn)S1、S2的軟開通，但是變壓器鐵芯加氣隙的代價是增大了電源的通態(tài)損耗。S1、S2實現(xiàn)了軟開通，可以減小其開通損耗，減小其發(fā)熱量，改善電源工作性能，加大了電源工作的可靠性，是值得的。 另一種方法是在副邊整流二極管DR1支路上串聯(lián)一個飽和電感，延緩整流二極管DR1開通時刻，即飽和電感暫時將變壓器和負載斷開，整個激磁電流將全部用來對諧振電容Cr充電，但是在高頻時，此飽和電感損耗較大。 2.3 寄生振蕩對電路的影響及其克服辦法 由電路工作原理中開關模態(tài)2原理分析中得知，由于輔助二極管Da2的阻斷作用，當iLr下降到零后不能反向流動，在t1時刻后可以零電壓關斷輔助開關Sa。然而在實驗中發(fā)現(xiàn)，Lr與Da2的結電容Ca2以及Sa漏源結電容CSa產生了嚴重的寄生振蕩。在高電壓、大功率情況下，功率二極管的結電容較大，從而使這一振蕩的幅度也較大。振蕩必然帶來電路噪聲，影響系統(tǒng)穩(wěn)定性，因此必須加以克服。解決這個問題的辦法是在諧振電感支路中串聯(lián)一飽和電感來吸收該振蕩。當其上通過正向電流時，飽和電感很快進入飽和狀態(tài)，相當于短路而不起作用，當其上電流逐漸減小到零時，呈現(xiàn)一個很大的感抗，瞬間相當于斷開了該支路。 改進的雙管正激零電壓轉換－脈寬調制（ZVT－PWM）功率變換器拓撲結構如圖3所示。  圖3 改進的雙管正激ZVT－PWM功率變換器拓撲結構 3 充電控制技術 充電控制方式是根據(jù)航空鉛蓄電池充電標準的兩階段恒流充電法。在第一階段充電電流為蓄電池容量的10％，第二階段充電電流為蓄電池容量的5％。在充電過程中，隨著蓄電池電動勢的升高，逐漸提高充電電壓，以保持充電電流的恒定，當充電電壓上升到蓄電池額定電壓的1.15～1.2倍時，蓄電池開始析氣，此時將充電電流降為第二階段電流，直到蓄電池充電。原理框圖如圖4所示。同時在充電過程中采用dv/dt技術，即判斷蓄電池的端電壓在充電過程中是否變化，以解決判斷充電終了的技術問題。采用這種充電方法，首先可以很嚴格地按照蓄電池充電規(guī)范的要求來對蓄電池進行充電，確保充電質量。其次，在第一階段進行大電流充電，很快將蓄電池充到額定容量的80％，這樣就縮短了充電時間。在蓄電池剛析出氣體時進入第二階段充電，減小了充電電流，也就減少了氣體的析出量，避免了析出氣體對極板的沖擊損壞。最后，采用dv/dt技術進行充電終了判斷，可以避免由人工測量單格電壓來判斷充電終了所帶來的因人而異的問題，同時也減少了充電工的工作量。  圖4 充電控制原理框圖 4 研制實例 采用以上技術，研制了1.8kW的航空蓄電池充電器。 4.1 電路的主要參數(shù) 輸入為三相380交流電，輸出為0～90V直流電壓，輸出電流為4～20A。工作頻率為50kHz。諧振電容為12nF，諧振電感為22μH。變壓器變比為20：11。 4.2 工作波形 從圖5（a）可以看出，S1、S2工作在硬開關條件下，當驅動脈沖到來時，S1、S2漏源電壓為150V，當S1、S2關斷時，其漏源電壓為250V。從圖5（b）可以看出，S1、S2工作在軟開關條件下，當驅動脈沖到來時，S1、S2漏源電壓為0V，當S1、S2關斷時，其漏源電壓不到50V。電路工作在軟開關條件下幾乎可以完全避免開關損耗，并且S1、S2的吸收電路可以去掉，這樣就簡化了電路，提高了可靠性。  （a）S1、S2工作在硬開關條件下的vds、vgs（t：4μs/div；vgs：5V/div；vds：50V/div） （b）S1、S2工作在軟開關條件下的vds、vgs(t：2μs/div；vgs：5V/div；vds：10V/div) 圖5 開關管工作波形 5 結語 （1）在雙正激電路中增加輔助開關管和輔助諧振網(wǎng)絡即可實現(xiàn)主開關管的軟開關，減小了開關損耗，簡化了保護、吸收環(huán)節(jié)。 （2）輔助開關管工作在硬開關條件下，但由于其工作時間短，開關損耗不大。 ?。?）該電路可以較大地提高雙正激電路的效率，將其應用于航空蓄電池充電機中取得了較好的效果 |
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